Всем привет! )))
По личной просьбе Игоря внесу своих 5 копеек в обсуждение ))). Ну и заодно по поводу периодически поднимаемого по поводу и без повода моего призрака 12-летней давности внесу некоторую ясность ))). Прошу прощения, цитировать высказывания участников лень, и так с трудом большим столько страниц осилил ))).
1)
Мои измерения подтверждают замечание Игоря, что существует "токовая" нелинейность ключей, и существует их нелинейность "по напряжению" - дающие в равной мере вклад в итоговую нелинейность. Поэтому итоговая динамика зависит по сути от самого ключа и только от него, а все попытки схемотехнически это обмануть - от лукавого - вся разница, если в схеме откровенно не накосячено, укладывается в совокупность погрешности измерений и разброса параметров ключей, не более того. Поэтому, поигравшись изрядно со сравнением "при прочих равных" различных схем смесителей пришёл к тому, что всё, что там можно развивать, совершенствовать и дорабатывать - уменьшение неравномерности в полосе рабочих частот и улучшение развязок портов. Динамика же во всех случаях определяется самим ключами. Никакие игры с сопротивлениями источников сигнала и нагрузок с точки зрения динамики ничего не дают. Хотя с точки зрения улучшения частотных свойств, а также минимизации потерь, бывают полезны. А насчёт интермода... Если он по каким-то причинам оказался несколько меньше - тщательнее измерьте величину потерь смесителя )) - ответ будет именно в этом. Ещё один путь понижения интермода - пропускание через ключи небольшого постоянного тока - но при этом появляются дробовые шумы и Кш смесителя уже не будет численно равным величине его потерь. Хотя эти шумы растут медленнее чем IP3, в связи с чем с подобным решением вполне можно играться в поисках оптимума.
2)
Влияния трансформаторов на динамику лично мне обнаружить не удалось. Включал трансформаторы без всяких ключей и пытался увидеть прибавку интермодуляции, но не сумел - не нашлось столь мощного источника сигнала ). Проверял и обычные трансы с магнитной связью, и ТДЛ. Кольца проверялись отечественные К10х6х3 с проницаемостью 50...600 и К7х3х2 с проницаемостью 600...1000.
3)
Преимущества смесителей на ТДЛ - именно широкополосность. Она и является критерием оценки, правильно ли построена схемотехника такого смесителя. Правильно - это когда "трансформатор-линия" в любой момент времени работает на согласованную нагрузку, а ключи лишь меняют фазу подачи сигнала. Идею эту я около лет 14-15 назад высказывал Брагину, в широкораспространённой схеме которого, тестировавшейся когда-то голландцем, это правило как раз не соблюдается (из-за чего и наблюдался изрядный разброс параметров по диапазону и т.д.) Примерно в то же время, как воплощение идеи о правильной нагрузке линий, мной была предложена "крестообразная" ("Crosswise Mixer") схема смесителя (
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?531-%D1%EC%E5%F1%E8%F2%E5%EB%FC-%ED%E0-FST3125-74%C0%D186&p=113853&viewfull=1#post113853http://www.cqham.ru/forum/attachment.php?attachmentid=13429&d=1189892990) Году в 2008 идеи эти были описаны мной в 25-м выпуске "Радио-Дизайна", там же приведены результаты сравнительных испытаний нескольких разных смесителей, полностью мою идею подтвердившие (на СКР в той же ветке некоторые материалы на этот счёт также мной выкладывались) Вот ссылка на журнал:
http://radio-hobby.org/uploads/journal/radiodesign/Rd25.djvu Честное включение подразумевает использование 4 трансформаторов в режиме линий и 4 симметрирующих трансформаторов. По сравнению с "классикой жанра" схема обладает улучшенной широкополосностью и улучшенной развязкой портов, а также лучшим подавлением гетеродина.
4)
Единственный реальный путь наращивания динамики не заменой ключей, а схемотехнически - увеличение числа ключей, НО - не прямое! (Прямое наращивание не даёт в плане динамики ничего - ни простым запараллеливанием ключей, ни объединением балансных ячеек в двубалансные). Наращивание ячеек смесителя должно делаться через РАЗВЯЗАННЫЕ СУММАТОРЫ. Вот в этом случае есть шанс увеличить динамику у двубалансной схемы по сравнению с просто балансной. Идея стара как мир, и описана, насколько я помню, ещё у дедушки Рэда. Просто по причине навороченности такого решения практических реализаций в любительской технике пока что вроде как не было.
5)
Почему IP3 очень удобный и нужный параметр - несмотря на его виртуальность. Поясню. IP3 - параметр а) НЕ ЗАВИСЯЩИЙ от методики измерения динамики б) ИНЖЕНЕРНЫЙ параметр, по которому, зная коэффициент шума схемы, легко пересчитать динамику под любые условия, будь то полосы пропускания, уровни, относительно которых меряется интермод, и т.д. - а главное, он при проектировании тракта удобен. Поэтому измерения каждый может делать как хочет, но вот ОПЕРИРОВАТЬ ПОСЛЕ ЭТОГО удобнее именно таким параметром. Нелинейность кварцев, не имеющая ничего общего с кубическим законом, создаёт неудобства в этом плане - однако если брать интермод по наихудшему случаю, проверив в нескольких точках - то никакой трагедии в использовании IP3 не будет, удобство пересчёта параметров (пусть и по наихудшему случаю) перекрывает всё. Ну а с цепями типа усилителей класса А и смесителей, где кубическая зависимость вполне соблюдается (при условии, что узел не перегружен тестовым сигналом) всё и так очевидно - просто замер делается на нескольких разных уровнях, и берётся то значение, которое повторяется в нескольких замерах при меньшем уровне тестовых сигналов - что ИМХО очевидно.
6)
Чем метода АРРЛ лучше методы Скрыпника. Дело тут ни разу не в том, что по методе АРРЛ получаются выше цыфирьки, хоть они по ней реально значительно выше. Дело тут в том, что ИЗМЕРЕНИЕ делается при УЗКОЙ полосе - и позволяет сделать в любой момент пересчёт для полосы ШИРОКОЙ (и итог такого пересчёта будет соответствовать "НАИХУДШЕМУ случаю"). А вот когда измерение делается при ШИРОКОЙ полосе (Скрыпник) - то такой результат пересчитывать для узкой полосы НЕКОРРЕКТНО - поскольку узкие фильтры обладают существенно бОльшими потерями, из-за чего даже при не кривой схемотехнике переход на узкий фильтр запросто может не дать ожидаемого повышения динамики (т.е. результат пересчёта от замеров на широкой полосе к узкой даёт ошибку наоборот, в сторону завышения параметров!) Вот поэтому и правильнее мерить и чутьё, и динамику именно при УЗКОЙ полосе. Ну и брать MDS (мощность сигнала равна мощности шума) за нижнюю границу как-то логичнее, т.к. это соответствует классическому определению ПОРОГОВОЙ чувствительности. А на практике удобно ещё и тем, что при таком измерении можно не отключать АРУ ))) - которая далеко не во всех аппаратах отключаемая )). Ну а С/Ш=10 дБ - достаточно виртуальная на сегодняшний день величина, берущая начало от допотопных аппаратов буквопечатания )) и не имеющая ничего общего с пороговыми свойствами ушей (кто не в курсе - в своё время делал на этот счёт эксперимент, файлы есть на СКР). Ну и потом, характеристики разных аппаратов удобнее сравнивать в некой единой системе, которая де-факто получила уже распространение в мире.
7)
По каскадам на J310. Использовал их при токе порядка 10 мА на транзистор. При этом сопротивление в истоках порядка 100 Ом. Крутизна в таком "с запасом" включении практически этим резистором и определяется, в итоге разбросы тока у кучи транзисторов из разных партий ни разу не выходили за пределы +/- 10%, что считаю вполне достаточным. Входное сопротивление каскада при этом порядка 25 Ом. До 50 Ом оно доводится за счёт последовательного включения обмотки трансформатора "бесшумной" (не имеющей потерь) ООС. Нападки на величину развязки вход-выход такого каскада меня искренне смешат. Развязки этой достаточно для того, чтоб даже полное рассогласование со стороны входа смесителя не оказывало никакого влияния на АЧХ КФ (оценивалось при таком режиме измерений, когда заметны отклонения неравномерности АЧХ менее 0,1 дБ) - а большего от этого каскада в плане развязки и не требуется - гигантоманией не страдаю, параметры выбираю на уровне разумно-достаточных, не ради шашечек, а ради ехать. Каскад со своей задачей справляется, а это главное. Приведённый ко входу такого каскада IP3 приблизительно соответствует IP3 смесителя на FST3125 (независимо от схемы), приведённому к выходу смесителя (при питании смесителя от 5 В). По коэффициенту шума - согласно даташита, Кш транзисторов J310 равен 1 дБ. Столь малую величину измерить не позволяет имеющееся у меня оборудование (на таких малых уровнях уже сказываются шумовые наводки на оплётку кабеля). По результатам моих измерений Кш каскада на четвёрке J310 не хуже 3 дБ. Если у кого-то получается больше - значит или каскад не согласован с источником сигнала, или транзисторы изнасилованы по току, или транзисторы левые, и их надо просто выкинуть. Кш каскадов на КТ610 при БЕСШУМНОЙ ООС либо без ООС - действительно 5...6 дБ. НО. Если в цепь ООС, в базовую или эмиттерную цепи введены антипаразитные резисторы - Кш каскада возрастает на величину вносимых этими резисторами потерь мощности - чудес не бывает. А без антипаразитных ухищрений каскады с "реактивной" ООС на биполярных транзисторах типа КТ610, КТ939 и иже с ними воют мама не горюй. Да и с антипаразитными тоже - прослеживается чёткая зависимость от конструктивного исполнения - повторяемость отвратительная. На мой взгляд, чтобы всерьёз использовать биполярные транзисторы в таких каскадах - без риска словить возбуд на температуре или при изменении топологии платы - нужно искать малошумящие низкочастотные (до 30-50 МГц) транзисторы средней мощности. С транзисторами, у которых граничные частоты в несколько сотен МГц словить возбуд в схемах с ООС Х-типа - банально дело случая, даже с антипаразитными элементами.
